引言
功率放大器，簡稱功放，就是通過功率晶體管的電流或者電壓控制作用，將直流輸入按照給定信號波形放大為功率輸出信號驅動負載。 在傳統應用領域中， 功放被廣泛用于驅動揚聲器等音頻類設備，而若利用其輸出的功率信號來驅動繼電器線圈等繼電保護類設備，則可以模擬電網故障，完成對繼電器保護設備的測試，這也是繼電保護測試儀中電壓電流功放的測試原理[1-2]。
繼電保護測試儀中電壓電流功放通常輸出功率較大， 單模塊輸出功率從 100 VA 到幾千 VA 不等，一般采用開關功放的方案，以求達到較高的功率密度，便于攜帶。 同時為了保證輸出功率信號的低 THD 以及寬變頻的要求，通常采用 SPWM 調制。就功放的具體實現方案來說，傳統的模擬實現 SPWM調制交截交點**，輸出諧波含量低，但是會存在因器件老化、 溫漂等問題導致的可靠性下降，且調試過程繁瑣。 而隨著數字化技術的不斷發展，數字信號處理器 DSP 已經廣泛應用在電機控制、新能源并網發電、不間斷電源等領域，依賴于 DSP 的高處理速度、高精度以及豐富的硬件資源，可以實現對變換器開關管的實時控制以及各種通信功能[3-4]。
目前繼電保護測試儀用的功放，通常采用“數字基準源+模擬 SPWM”的方案。 數字信號處理器產生幅值頻率可調的基準信號，作為輸出功率信號的基準；而利用模擬運放，實現反饋量與基準源的誤差 PI 調節，將其輸出與三角波進行交截比較，實現SPWM 調制。 該方案采用數字技術，保證了基準源電路的可靠性，易于實現繼電保護測試儀與外部的通信功能，同時采用模擬 SPWM 保證了功放輸出的低 THD 要求。
因此，本文在該方案的基礎上，著重討論了利用 MC56F8013 實現基準信號幅值頻率可調的方法； 并對數字實現 SPWM 功放進行了初步研究，將其與“數字基準源+模擬 SPWM”的方案進行對比實驗。 *后，對兩種實現方案進行了總結。
1 數字基準源的實現
“數字基準源+模擬 SPWM”中，模擬實現 SPWM相對成熟，本節著重討論數字基準源如何實現。
1.1 “數字基準源+模擬 SPWM”系統簡介
繼電保護測試儀中，數字基準源提供了幅值頻率可變的弱信號基準，通過功率放大電路將其放大成大功率電壓電流信號，驅動繼電保護設備，如圖 1
所示。 “數字基準源+模擬 SPWM”的方案中，基準信號由 DSP 發出，載波（三角波）與調制波（正弦波）通過電壓比較器輸出高低電平，完成 SPWM 調制。該功放電路的主電路部分，如圖 2 所示，輸入電壓為 60 V，輸出電流有效值*大 100 A，*大輸出電壓 30 V； 輸出頻率變化范圍為 10 Hz~1 kHz；
50~60 Hz 輸出 1 A 電流狀態下， 輸出總 THD 不大于 0.5%。 據此，相應的基準源電路也應當要求輸出頻率范圍 10 Hz~1 kHz，同時應保證低 THD 的要求。
1.2 硬件方案
MC56F8013 是 Freescale 公司的一款 DSP，采用基于改進的哈佛結構的增強型 56800E 內核。 其主要的特點為：采用改進型哈佛結構，每秒可執行 32萬條指令， 片內具有 16kB 的程序存儲器和 4kB 的數據/程序 RAM，還有豐富的片內外設，如 A/D 轉換器、全比較單元、串行口以及 PWM 模塊等。
由于 MC56F8013 沒有集成 D/A 轉換器， 因此需要外擴 D/A，本方案中選用 TLV5618。TLV5618 是雙通道 12 位電壓輸出型 D/A 轉換器， 具有靈活的三 線 串 行 接 口 ， 并 且 和 TMS320、SPI、QSPI、Microwire串行接口兼容。 在高速模式下，*快轉換時間為 3 μs。 MC56F8013 將數字量通過串口發送到D/A 轉換器 TLV5618，由于轉換后的波形為階梯狀，可以通過運放搭建的有源濾波器來濾除高頻諧波含量。 因此可得到數字基準源的硬件框圖， 如圖 3所示。
1.3 軟件方案
通常正弦波的生成有兩種方法，一種是在線計算，另一種是查表法。 在線計算的方法，處理數據量大，占用大量內部資源，且受制于 DSP 處理精度，存
在截斷誤差；查表法是實現在 DSP 內部存儲器內預先存入正弦表，雖然占用了較多的存儲空間，但適用于更新頻率高和反應速度要求高的場合。 因此基
于上述的硬件平臺，正弦波的輸出可以通過 DSP 查表，發送正弦表的數字量到 D/A 轉換器。
數字基準源要求輸出幅值頻率可調，調節幅值的功能可以利用有源濾波部分的比例放大電路來實現。 而為完成寬變頻，可以通過改變查表的步長或者改變定時中斷的周期來實現。 改變查表步長的方案，由于步長值必須為整數，在有限點數的單周期表內，難以實現輸出頻率無級變頻，頻率分辨率低。 而變定時中斷的策略，可以較好完成無級調頻。
但由于有濾波環節截止頻率必須大于 10 倍的*大基波頻率， 單周期正弦表點數必須大于 10 kHz/10Hz=1 000，因此在輸出 1 kHz 正弦波時，中斷頻率至
少達到 1 kHz×1 000=1 MHz，MC56F8013 無法承擔這樣高頻的運算量。 因此可采用分段變定時頻率的方案，在不同輸出頻率段，采用不同的步長來讀取
正弦表，實際等效于不同頻率段對應長度不同的正弦表，降低對 DSP 硬件的要求。
設計過程中，完整正弦表的點數為 1 024，把 10Hz~1 kHz 的頻率分為了 5 段，詳細的分段及步長值見表 1。
通過調節電位器，可改變送入 A/D 管腳的電壓幅值，將轉換后的數字量分配到五個輸出頻率的分段中，同時建立起數字量與中斷頻率的數學關系式，即可完成輸出頻率的調節。 為避免 A/D 采樣誤差帶來的輸出頻率抖動，采取多次采樣取平均值的方法。
圖 4 為實現頻率調節的定時中斷程序的流程圖。
定時中斷 1 設計功能為讀取 A/D 數字量，將多次采樣平均后的數字量，分配到不同分段內；根據區間不同，選取正弦表點數，并確定定時中斷 2 的中斷周期。 而定時中斷 2 則是每個正弦周期輸出完畢后，根據定時中斷 1 確定新的正弦表點數和中斷周期，查表后向串口發送數字量，完成新正弦周期的輸出。 其中為保證輸出的穩定性，定時中斷 2 的優先級高于中斷 1。
SPWM 調制主要有同步調制和異步調制兩種方法，由于系統的寬變頻要求，需要對調制方式做出合理選擇[5]。
同步調制是指當信號波頻率發生變化時，使載波比保持不變。 這種調制方式可以保證波形的對稱性，輸出波形只存在奇次諧波，沒有偶次諧波。 但其當逆變器輸出頻率較低時，調制所產生的諧波頻率也較低，不易濾除。 而載波頻率提高時，又受到 DSP執行速度的限制。
異步調制即開關頻率固定，僅通過改變調制波的頻率來完成輸出寬變頻，因而逆變器輸出的諧波分量固定在開關頻率附近，有利于主電路濾波器的設計。 下面 SPWM 的數字實現就是建立在這種調制方法上的。
2.2 數字 SPWM 的實現
在 SPWM 的數字實現中， 使用的 DSP 仍然是MC56F8013。 在此，采用異步調制的方法進行了數字 SPWM 功放的開環設計，要求逆變器輸出頻率范圍 10 Hz~1 kHz。
在開環的情況下，直接把讀取的正弦表數字量送入兩互補通道的比較寄存器即可產生 SPWM 信號；而由于開關頻率固定，若要完成輸出寬變頻，只能通過改變讀取正弦表的步長 N1 的方法。 由于 N1必須為整數， 因此在計數過程中采用浮點數 N2 作為計數的步長，完成計數后需要將計數器數值取整進行查表操作。 為防止輸出頻率抖動，仍然采取平均值的方法，當 A/D 采樣次數足夠后，才改變計數步長 N2。 由此，利用 MC56F8013 中 PWM 模塊的重載中斷，如圖 5 所示，完成輸出頻率調節。
3.1 數字基準源實驗結果
對本文所設計的寬變頻數字基準源進行了實驗研究：輸出頻率 10 Hz~1 kHz。 圖 6 給出各輸出頻率下的 D/A 轉換后波形以及有源濾波后波形； 圖 7給出基準源輸出 THD 曲線。 從實驗結果來看，在有限的硬件資源下， 通過分段變中斷頻率的方法，較好地實現了輸出變頻的功能， 正弦基準信號*大THD 不超過 0.25%。
3.2 數字 SPWM 寬變頻功放實驗結果
為對數字和模擬 SPWM 進行對比實驗，搭建主電路：主開關管 Q1~Q4 選用 IXFK210N17T，輸出濾波器部分 L1=L2=10 μH，C1=C2=10 μF； 輸入直流電壓Vd=30 V，開環 SPWM 調制比均約為 0.94，采用單極性倍頻調制， 開關頻率 50 kHz； 輸出頻率 10 Hz~1kHz。
圖 8 為數字和模擬 SPWM 的實測 THD 曲線。
圖 9、圖 10 分別為數字和模擬實現 SPWM 波形圖，依次給出輸出頻率 50 Hz，100 Hz，500 Hz 和 1 000Hz 四種情況下波形進行對比。 從波形圖以及 THD的比較，可見輸出低頻時，數字 SPWM 與模擬生成SPWM 的輸出波形是比較接近，THD 含量略有差異，但是當輸出高頻后，數字 SPWM 所產生的輸出諧波含量比較大，明顯大于模擬實現的 THD。
3.3 數字 SPWM 與模擬 SPWM 的分析比較在 MC56F8013 中，PWM 模塊通過對 PWM 時鐘脈沖進行計數， 不斷與比較寄存器比較， 實現PWM 輸出。 在中心對齊或稱計數器連續增/減計數方式下，開關頻率越高，相應周期寄存器數值越小，輸出占空比分辨率也越低。 例如，當開關周期為 50kHz 時， 周期寄存器數值為 96 MHz/(2×50 kHz)=960， 相當于當個開關周期只有 960 個可能脈寬輸出。 而在小調制比情況下，脈寬分辨率更低。 因此，若要完成 SPWM 數字功放的閉環調節或者進一步提高開關頻率， 必須利用更高的 PWM 模塊時鐘頻率，提高脈寬分辨率，同時確保 DSP 能夠在較高的開關頻率下完成中斷程序的計算任務。
對比實驗中， 中斷程序簡單且調制比較高，硬件對于輸出影響不明顯；在輸出低頻時，數字 PWM和模擬 PWM 的輸出電壓 THD 指標相差不大。 而軟
件設計中，輸出高頻時載波交截存在很大誤差，THD含量很高；而模擬交截時，經由 DSP 產生的正弦波容易保證其輸出精度，較為理想的正弦波和三角波
進行自然交截，因而相對來說 THD 就小很多。
4 結論
本文完成了以 MC56F8013 和 TLV5618 為平臺的數字基準源設計，給出硬件框圖，并通過分段變定時中斷周期的方法，在有限的硬件資源下，完成了輸出波形頻率幅值可調；同時還討論了數字實現SPWM 的軟件結構設計。 *后完成樣機制作，給出數字基準源的實驗波形，以及數字和模擬 SPWM 的對比波形，分析了數字 SPWM 較高 THD 的原因。
